推挽式缓冲电路详解-其他电源电路图

推挽是一个输出电路。

这是一个输出电路按功放输出级放大元件的数量，可以分为单端放大器和推挽放大器。

单端放大器的输出级由一只放大元件（或多只元件但并联成一组）完成对信号正负两个半周的放大。单端放大机器只能采取甲类工作状态。

推挽放大器的输出级有两个“臂”（两组放大元件），一个“臂”的电流增加时，另一个“臂”的电流则减小，二者的状态轮流转换。对负载而言，好像是一个“臂”在推，一个“臂”在拉，共同完成电流输出任务。尽管甲类放大器可以采用推挽式放大，但更常见的是用推挽放大构成乙类或甲乙类放大器。

当输出高电平时，也就是下级负载门输入高电平时，输出端的电流将是下级门从本级电源经VT3拉出。这样一来，输出高低电平时，VT3 一路和VT5 一路将交替工作，从而减低了功耗，提高了每个管的承受能力。又由于不论走哪一路，管子导通电阻都很小，使RC常数很小，转变速度很快。因此，推拉式输出级既提高电路的负载能力，又提高开关速度。供你参考。

如果输出级的有两个三极管，始终处于一个导通、一个截止的状态，也就是两个三级管推挽相连，这样的电路结构称为推拉式电路或图腾柱（Totem- pole）输出电路。当输出低电平时，也就是下级负载门输入低电平时，输出端的电流将是下级门灌入VT5

CCFL推挽式缓冲电路

无抑制时的漏极电压

图1详细列出了使用15V直流电源工作时，推挽式驱动器的典型栅极驱动电压和漏极电压波形。在推挽式驱动结构中，当互补MOSFET开启时，正常情况下漏极电压会升至直流电源电压的两倍（或者本例中的30V）。然而，如图1所示，尖峰电压却高达54V。在MOSFET关闭以及互补MOSFET开启时，n通道功率MOSFET的漏极也会出现尖峰电压。

图1. 无缓冲电路时的漏极电压

可抑制漏极尖峰电压的电路及设计

可以通过为每个漏极添加简单的RC网络来抑制尖峰电压，如图2所示。合适的电阻（R）和电容（C）值可由如下过程确定。在阐述该过程之后，将有一个实例演示如何降低图1所示的尖峰电压。

图2. 推挽驱动器的漏极缓冲电路

确定合适的缓冲电路RC值

测量尖峰谐振频率。见图3所示实例。

在MOSFET的漏极和源极上并联一个电容（无电阻，仅电容），调整电容值，直到尖峰谐振频率降低到原来的二分之一。此时，该电容值为产生尖峰电压的寄生电容值的三倍。

因为寄生电容值已知，寄生电感值可用如下等式求得：

L = 1 / ［（2πF）² x C］，其中，F＝谐振频率，C = 寄生电容值

现在，寄生电容和电感值都已知，谐振回路的特征阻抗可由如下等式求得：

Z = SQRT（L/C），其中，L = 寄生电感值，C = 寄生电容值

RC缓冲电路中的电阻值应该接近特征阻抗，电容值应该是寄生电容值的四到十倍。使用更大的电容可以轻微降低电压过冲，但要以更多的功率耗散和更低的逆变效率为代价。

计算RC缓冲器元件值

在这部分，使用前面提到的五个步骤，可以计算出组成缓冲电路、用来降低图1中尖峰电压的适当电阻电容值。

找出谐振尖峰电压的频率。图3显示出它大约为35MHz。

图3. 无缓冲电路的谐振尖峰电压的频率

在漏极和地线之间并联一个电容，以将谐振频率降至大约一半（17.5MHz）。如图4所示，330pF的并联电容即可将谐振频率降低至大约17.5MHz。最佳电容值可以通过尝试并联不同容量的电容来确定。最好从小容量电容开始（比如100pF），然后逐渐增大。

因为330pF的并联电容即可将谐振频率降至原来的二分之一，寄生电容值应该是其三分之一（大约110pF）。

图4. 提供330pF并联电容时的谐振尖峰电压频率

计算寄生电感值。

寄生电感 = L = 1 / ［（2 x 3.14 x 35MHz）² * 110pF］ = 0.188µH

计算特征阻抗。

特征阻抗 = Z = SQRT （0.188µH / 110pF） = 41

选择适当的电阻和电容值。缓冲电路中的电阻值R应该接近41Ω，而电容值C应该在寄生电容110pF的四到十倍之间。在本例中，我们选择电容C为1000pF，大约为寄生电容值的九倍。

图5显示了加入由39Ω电阻及1000pF电容组成的缓冲电路后的结果。

图5. 加入RC缓冲电路（39Ω，1000pF）后的漏极电压

结论

本应用笔记说明，通过一些简单的经验测量，即可确定推挽式驱动结构中阻容缓冲电路的适当值。该缓冲电路可以大大降低功率MOSFET漏极不期望出现的尖峰电压。

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